在實(shí)際應(yīng)用中，例如機(jī)車牽引系統(tǒng)或風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，產(chǎn)品的總成本不是由產(chǎn)品的初始價(jià)格所決定的。總運(yùn)行成本(TCO)和壽命周期成本(LCC)是根據(jù)購買成本、稅收、維護(hù)和處置成本來估算產(chǎn)品生命周期成本的分析方法。機(jī)車是使用TCO或LCC分析的一個(gè)很好的例子。其較長的生命周期(長達(dá)30年)使得維修相關(guān)費(fèi)用成為TCO最主要的部分。在案例[1]的分析中，維護(hù)成本(預(yù)防和維修)占總運(yùn)行成本的73%，事實(shí)上，購買成本只占總成本的1.5%。因此，降低產(chǎn)品的維護(hù)成本會(huì)對(duì)產(chǎn)品的總成本有重大影響。

從歷史上看，功率模塊的故障通常被歸類為隨機(jī)故障，因此很難降低維護(hù)的頻率[2]。然而，隨著制造質(zhì)量的提高，部件的使用壽命已經(jīng)發(fā)展到以部件磨損占主導(dǎo)地位的程度。因此，有機(jī)會(huì)通過確定組件的健康狀態(tài)(SOH)來減少維護(hù)頻率。尤其是最近的一項(xiàng)行業(yè)調(diào)查顯示，認(rèn)為功率變流器中最弱的元件是電容的占30%，其次是PCB，占26%，功率模塊占21%[3]。功率半導(dǎo)體SOH評(píng)估有助于提高系統(tǒng)的可靠性，指導(dǎo)產(chǎn)品維護(hù)，幫助制定失效預(yù)防和快速維修計(jì)劃，從而降低壽命周期成本。

在功率模塊中，主要的磨損失效模式有三種：金屬鍍層的重構(gòu)、綁定線的脫落以及焊接點(diǎn)的分層。由于前兩種故障機(jī)制會(huì)導(dǎo)致相關(guān)的電阻增加，因此可以通過測量功率模塊的通態(tài)電壓或門極閾值電壓來確定功率器件的健康狀態(tài)[5]。

本文提出了一種間接的功率模塊通態(tài)電壓的估算方法，旨在測量功率模塊的劣化程度從而對(duì)健康狀態(tài)進(jìn)行在線的評(píng)估。第二部分，對(duì)狀態(tài)監(jiān)測技術(shù)包括通態(tài)電壓測量技術(shù)進(jìn)行了回顧。第三部分對(duì)間接通態(tài)電壓的估算方法進(jìn)行了描述，并給出了實(shí)驗(yàn)結(jié)果。最后討論了該方法在確定功率模塊健康狀態(tài)時(shí)的適用性。

功率模塊的壽命主要由三個(gè)老化機(jī)理決定。第一個(gè)是金屬鍍層的重構(gòu)，主要由于在溫度循環(huán)的過程中，金屬鍍層與硅片的熱膨脹系數(shù)不匹配造成的[4]。第二種是綁定線的脫落，主要是由于在熱機(jī)械應(yīng)力的作用下，綁定線上出現(xiàn)了裂紋，最終導(dǎo)致綁定線的脫落。這些承載著電流的綁定線，由于距離模塊內(nèi)部的功率芯片表面非常近以及自身負(fù)載電流的發(fā)熱，因此承受著很高的熱負(fù)荷。此外，由于功率芯片表面存在溫度梯度，電流在綁定線中的分布可能是不均勻的�？傊�，這兩種老化機(jī)理都會(huì)降低功率模塊的電氣性能，通過觀察可以發(fā)現(xiàn)功率模塊的通態(tài)電壓會(huì)隨著器件的老化而增加。最后一種老化機(jī)制是焊接層的分離，它不會(huì)導(dǎo)致功率模塊負(fù)載電流路徑中的電阻增加。然而，由于熱機(jī)械疲勞導(dǎo)致裂紋在不同的焊接層表面該中傳播，功率模塊的熱性能會(huì)下降，從而導(dǎo)致功率模塊結(jié)溫的升高，同理，此機(jī)理也適用于離功率組件較遠(yuǎn)的熱界面。

電阻的增加會(huì)產(chǎn)生更多的損耗，從而導(dǎo)致功率模塊結(jié)溫的升高。在同樣的邏輯下，對(duì)于具有正溫度系數(shù)（PTC）的功率半導(dǎo)體器件來講，結(jié)溫的增加會(huì)導(dǎo)致半導(dǎo)體器件的電壓降升高。因此，結(jié)溫和通態(tài)電壓測量都是量化和識(shí)別功率模塊老化狀態(tài)的必要手段。

a)過串聯(lián)二極管直接測量 b)有源箝位電路[7]

在以往的研究中，直接測量功率模塊的通態(tài)電壓會(huì)導(dǎo)致許多元件連接到高壓端子上。因此，如果這些元件失效，就會(huì)降低整個(gè)系統(tǒng)的魯棒性或性能。因此，另一種測量方法引起了人們極大的興趣，即通過低壓的門極端子來測試功率模塊的通態(tài)電壓Vce。

本文中，為了補(bǔ)充通態(tài)電壓的測量方法，也采用了向門極注入電流的方法來估算結(jié)溫。因此，從這個(gè)意義上說，只通過門極端子就可以估算整個(gè)功率模塊的健康狀態(tài)。

如圖文獻(xiàn)[11]中描述，MOSFET的輸入電容(Ciss)隨著門極和源極之間電壓的變化而變化，與外加門極電壓(Vg)呈非線性關(guān)系。使用頻率響應(yīng)分析儀(ref. ap300)測得IGBT器件的輸入電容(Cin)在不同門極電壓(Vge)和阻斷電壓(Vce)下的特性，如圖2所示。當(dāng)Vge在-4V以下時(shí)，Cin幾乎是恒定的，與Vce大小無關(guān)，因此，在該區(qū)域內(nèi)，通過測量門極電壓估算得到的Tvj值與Vce無關(guān)。當(dāng)Vge在-4V到0V之間時(shí)，Cin隨Vce電壓的增大而減小。因此，通過在一定范圍的Vge偏置電壓下對(duì)Cin進(jìn)行測量，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)Vce的估算。

利用特定的集成電路，可以對(duì)Cin進(jìn)行直接的測量，直接轉(zhuǎn)化成數(shù)字讀出。為了最大限度地提高輸入電容的影響，設(shè)計(jì)了一個(gè)帶有直流源的集成電路，給門極注入直流電流。門極注入電流后，Vge電壓作為輸入電容的函數(shù)上升，而輸入電容又依賴于Vce電壓。

圖3為帶有電流源注入功能的門極驅(qū)動(dòng)器，晶體管Q1和Q2作為功率器件的驅(qū)動(dòng)管，為一個(gè)典型的門極驅(qū)動(dòng)電路。在門極電流注入階段，IGBT處于關(guān)斷狀態(tài)，Q2為導(dǎo)通狀態(tài)，此時(shí)Q3開通，電流流過IGBT的門極。利用這種方式，可以通過控制Q3開通的時(shí)間將門極電壓充電到任意水平。

圖4顯示了門極輸入電流為25mA時(shí)，不同Vce偏置對(duì)輸入電容變化的影響。在此基礎(chǔ)上，選取一定時(shí)刻(橫坐標(biāo)80左右)的門極電壓來進(jìn)行Vce估算。

圖3(右) 恒定門極電流注入的情況下Vge隨Vce的變化

圖5 含有多個(gè)功率芯片組的功率模塊，

黑色部分的芯片處于導(dǎo)通狀態(tài)，

利用灰色部分的芯片進(jìn)行通態(tài)電壓測試

            

因?yàn)閷?duì)Vce的測量技術(shù)是基于對(duì)其它電壓的測量進(jìn)行的，因此需要對(duì)測量的結(jié)果進(jìn)行校準(zhǔn)。為了簡化操作，這里選擇了無源校準(zhǔn)。

功率器件的Vce通過外部電壓源施加，為了驗(yàn)證估算值與溫度之間的關(guān)系，采用加熱臺(tái)對(duì)功率器件進(jìn)行加熱。利用LabVIEW對(duì)試驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行實(shí)施控制。為了在校準(zhǔn)的過程中不激活功率器件，要給Vce施加一定電流，圖6中的器件施加一定的正驅(qū)動(dòng)電壓，且驅(qū)動(dòng)電壓的值要低于該器件的開通閾值電壓。

圖6 無源校準(zhǔn)平臺(tái)示意圖

校準(zhǔn)程序在0V到3.5 V之間以100mV的步長對(duì)Vce電壓進(jìn)行掃描，每步持續(xù)6秒。此外，對(duì)于器件的溫度也需要在100°C到40°C之間進(jìn)行連續(xù)掃描。為了保證熱電偶和功率器件測試結(jié)構(gòu)之間的溫度梯度最小化，需要對(duì)大量的溫度點(diǎn)進(jìn)行采集，這里通過使用可控加熱臺(tái)，使溫度以8℃/小時(shí)的速度下降。此外,在數(shù)據(jù)收集之前，溫度需要保持在100℃以保證熱量在加熱板上的良好分配，從而進(jìn)一步確保熱電偶溫度與功率模塊結(jié)溫之間盡可能接近。

校準(zhǔn)結(jié)果如圖7所示。測量結(jié)果表明，當(dāng)Vce大于1.3V時(shí)，曲線線性部分的靈敏度為0.4 Vge/Vce。在給定的Vce下，隨著溫度的升高，對(duì)應(yīng)的門極電壓在大部分研究范圍內(nèi)只有輕微的變化。

此外，隨著Vce的增大，門極電壓和溫度之間的函數(shù)關(guān)系如圖8所示�？梢钥闯�，在低通態(tài)電壓值時(shí)，溫度是最為關(guān)鍵的參數(shù)。這種現(xiàn)象可以通過結(jié)溫測量和擬合算法進(jìn)行補(bǔ)償。

將器件放置在恒溫條件下，設(shè)置Vce電壓每6秒變化一次，對(duì)測試方法的精度進(jìn)行了研究。圖9的柱狀圖為測試過程中Vce的分布情況，可以看出，在施加電壓和溫度范圍內(nèi)，Vce存在±37.5mV的低離散型。

最終，為了將測到得Vge值轉(zhuǎn)變成通態(tài)電壓，將實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)進(jìn)行了二階多項(xiàng)式擬合。如圖示10所示，實(shí)驗(yàn)最大誤差為250mV，平均誤差100mV左右。根據(jù)計(jì)算處理能力(FPGA或CPU)的不同，使用查找表或三階多項(xiàng)式可以提高精度。

 圖9(左) 精度測試中的誤差分布柱狀圖

圖10(右) 二階多項(xiàng)式擬合的誤差

損傷敏感電參數(shù)（DSEP）通常是直接測量的電壓量而得到的，例如測量通態(tài)電壓�？紤]到每個(gè)功率模塊從初始狀態(tài)通過校準(zhǔn)步驟進(jìn)行監(jiān)測，這種測試方法精確度是不高的。本文闡述的DSEP，Vge的初始值需要在負(fù)載電流下進(jìn)行校準(zhǔn)，此時(shí)通常狀態(tài)下功率器件的導(dǎo)通電壓會(huì)高于1.3V。在這種情況下，通過測量Vge估算出的Vce具有良好的線性度，可以敏感的反應(yīng)出模塊內(nèi)部金屬鍍層和綁定線的劣化程度。同時(shí)，可以使用電流傳感器來協(xié)助測量結(jié)溫和Vce的值，以更好的對(duì)模塊的損傷程度進(jìn)行評(píng)估。

使用SOH指標(biāo)可以防止關(guān)鍵故障的發(fā)生，通過采取及時(shí)預(yù)防維護(hù)來降低設(shè)備的總壽命周期成本。在功率模塊中，通態(tài)電壓降作為對(duì)損傷敏感的參數(shù)，是監(jiān)測的重要參數(shù)之一。本文提出了一種間接估算通態(tài)電壓的方法。這種方法最大的優(yōu)點(diǎn)在于與電源主回路絕緣，任何測量元件都不直接與高壓連接。

通態(tài)電壓的間接估算要依賴其與輸入電容之間的關(guān)系。通過對(duì)輸入電容進(jìn)行恒流充電，可以得到門極電壓Vge。因此，可以根據(jù)校準(zhǔn)方法來估算并聯(lián)器件的通態(tài)電壓。該方法與文獻(xiàn)[10]中提出通過內(nèi)部門極電阻來估算Tj的方法完全兼容。

結(jié)果表明，Vce在0.5V ~ 1.3V的范圍內(nèi)時(shí)，其估計(jì)值與溫度有一定的相關(guān)性。當(dāng)Vce在1.3V以上，Vge測量值與Vce電壓呈線性關(guān)系，且與功率器件溫度無關(guān)。

在未來的工作中，需要在功率模塊正常運(yùn)行時(shí)對(duì)該方法進(jìn)行測試，才能完全確定該方法的可行性。